Современные цифровые вычислительные машины позволяют с высокой точностью выполнять широкий круг математических операций с числами. Однако, в измерительных и управляющих системах величины, подлежащие обработке, как правило, представляют собой непрерывные сигналы, например, изменяющиеся значения электрического напряжения. В этих случаях приходится применять аналого-цифровые и цифро-аналоговые преобразователи. Такой подход оправдывает себя только тогда, когда требования к точности вычислений настолько высоки, что не могут быть обеспечены с помощью аналоговых вычислителей. Существующие аналоговые вычислители позволяют получить точность не свыше 0,1%. Ниже рассмотрены наиболее важные аналоговые вычислительные схемы на ОУ. Обычно мы будем полагать операционные усилители идеальными. При высоких требованиях к точности выполнения математических операций необходимо учитывать также свойства реальных усилителей.
Схема суммирования
Для суммирования нескольких напряжений можно применить операционный усилитель в инвертирующем включении. Входные напряжения через добавочные резисторы подаются на инвертирующий вход усилителя (рис. 1). Поскольку эта точка является виртуальным нулем, то на основании 1-го закона Кирхгофа при нулевых входных токах идеального ОУ получим следующее соотношение для выходного напряжения схемы:
U вых / R = - (U 1 /R 1 + U 2 /R 2 + ... + U n /R n ).
Рис. 1. Схема инвертирующего сумматора
Схема интегрирования
Наиболее важное значение для аналоговой вычислительной техники имеет применение операционных усилителей для реализации операций интегрирования. Как правило, для этого используют инвертирующее включение ОУ (рис.2).
Рис. 2. Схема инвертирующего интегратора
По первому закону Кирхгофа с учетом свойств идеального ОУ следует для мгновенных значений: i 1 = - i c . Поскольку i 1 = u 1 /R 1 , а выходное напряжение схемы равно напряжению на конденсаторе:
то выходное напряжение определяется выражением:
Постоянный член u вых (0) определяет начальное условие интегрирования. С помощью схемы включения, показаной на рис.3, можно реализовать необходимые начальные условия. Когда ключ S 1 замкнут, а S 2 разомкнут, эта схема работает так же, как цепь, изображенная на рис.2. Если же ключ S 1 разомкнуть, то зарядный ток при идеальном ОУ будет равен нулю, а выходное напряжение сохранит значение, соответствующее моменту выключения. Для задания начальных условий следует при разомкнутом ключе S 1 замкнуть ключ S 2. В этом режиме схема моделирует инерционное звено и после окончания переходного процесса, длительность которого определяется постоянной времени R 3 C , на выходе интегратора установится напряжение
|
U вых = - (R 3 / R 2)U 2 . |
Рис. 3. Интегратор с цепью задания начальных условий
После замыкания ключа S 1 и размыкания ключа S 2 интегратор начинает интегрировать напряжение U 1 , начиная со значения (2). Фирма Burr-Brown выпускает двухканальный интегратор ACF2101 со встроенными интегрирующими конденсаторами емкостью 100 пФ ключами сброса и хранения. Входные токи усилителей не превышают 0,1 пА.
Используя формулу для определения коэффициента передачи инвертирующего усилителя и учитывая, что в схеме на рис. 2 R 1 =R , a вместо R 2 включен конденсатор с операторным сопротивлением Z 2 (s )=1/(sC ), можно найти передаточную функцию интегратора
|
|
Подставив в (2) s=j , получим частотную характеристику интегратора:
Устойчивость интегратора можно оценить по частотным характеристикам петли обратной связи, причем в этом случае коэффициент передачи звена обратной связи будет комплексным:
Для высоких частот стремится к 1 и его аргумент будет нулевым. В этой частотной области к схеме предъявляются те же требования, что и к усилителю с единичной обратной связью. Поэтому здесь также следует ввести коррекцию частотной характеристики. Чаще для построения интегратора используют усилитель с внутренней коррекцией. Типичная ЛАЧХ схемы интегрирования на ОУ приведена на рис. 4. Постоянная интегрирования = RC принята равной 100 мкс. Из рис. 4 видно, что при этом минимальное усиление цепи обратной связи составит |K п |=| K U | 600, т.е. будет обеспечена погрешность интегрирования не более 0,2%, причем не только для высоких, но и для низких частот.
Рис. 4. Частотная характеристика интегратора
В заключение отметим, что к операционным усилителям, работающим в схемах интеграторов, предъявляются особенно высокие требования в отношении входных токов, напряжения смещения нуля и дифференциального коэффициента усиления по напряжению K U . Большие токи и смещение нуля могут вызвать существенный дрейф выходного напряжения при отсутствии сигнала на входе, а при недостаточном коэффициенте усиления интегратор представляет собой фильтр низких частот первого порядка с коэффициентом усиления K U и постоянной времени(1+K U)RC.
Схема дифференцирования
Поменяв местами резистор и конденсатор в схеме интегратора на рис. 2, получим дифференциатор (рис. 5). Применение первого закона Кирхгофа для инвертирующего входа ОУ в этом случае дает следующее соотношение:
C (dU вх /dt ) + U вых /R = 0,
U вых = –RC (dU вх /dt ).
Рис. 5. Схема дифференциатора
Используя формулу
и учитывая, что в схеме на рис. 5 вместо R 1 используется 1/sC , a R 2 =R , найдем передаточную функцию дифференциатора
пропорционален частоте.
Практическая реализация дифференцирующей схемы, показанной на рис. 5, сопряжена со значительными трудностями по следующим причинам:
во-первых, схема имеет чисто ёмкостное входное сопротивление, которое в случае, если источником входного сигнала является другой операционный усилитель, может вызвать его неустойчивость;
во-вторых, дифференцирование в области высоких частот, в соответствии с выражением (4), приводит к значительному усилению составляющих высоких частот, что ухудшает соотношение сигнал/шум;
в-третьих, в этой схеме в петле обратной связи ОУ оказывается включенным инерционное звено первого порядка, создающее в области высоких частот запаздывание по фазе до 90:
Оно суммируется с фазовым запаздыванием операционного усилителя, которое может составлять или даже превышать 90, в результате чего схема становится неустойчивой.
Устранить эти недостатки позволяет включение последовательно с конденсатором дополнительного резистора R 1 (на рис. 5 показан пунктиром). Следует отметить, что введение такой коррекции практически не уменьшает диапазона рабочих частот схемы дифференцирования, т.к. на высоких частотах из-за снижения усиления в цепи обратной связи она все равно работает неудовлетворительно. Величину R 1 С (и, следовательно, ноль передаточной функции RС – цепи) целесообразно выбирать так, чтобы на частоте f 1 усиление петли обратной связи составляло 1 (см. рис. 6).
Рис. 6. ЛАЧХ схемы дифференцирования на ОУ
Аналоговые интегральные микросхемы предназначены для преобразования и обработки сигналов, изменяющихся по закону непрерывной функции. Они находят применение в аппаратуре связи, телевидения и телеуправления, аналоговых вычислительных машинах, магнитофонах, измерительных приборах, системах контроля и т. п.
Благодаря совершенствованию технологии и методов проекти« рования номенклатура аналоговых микросхем постоянно расширяется. В большом количестве выпускаются микросхемы для различных по назначению и функциональным возможностям генераторов, детекторов, модуляторов, преобразователей, усилителей, коммутаторов, ключей, фильтров, вторичных источников питания, устройств селекции и сравнения, а также многофункциональные микросхемы и микросхемы, представляющие собой наборы элементов.
Функциональный состав наиболее распространенных отечественных серий аналоговых интегральных микросхем, находящих применение как при изготовлении профессиональной аппаратуры, так и в практике радиолюбителей, представлен в табл. 2.1.
Серии существенно различаются по областям преимущественного применения, функциональному составу и количеству входящих в них интегральных микросхем.
Большая группа серий предназначена в основном для создания приемопередающей аппаратуры радиосвязи, выпускаются серии для телевизионной аппаратуры, магнитофонов, электрофонов и других устройств. Все эти серии условно можно подразделить на функционально полные и функционально неполные. Функционально полные состоят из широкого круга специализированных микросхем, относящихся к разным функциональным подгруппам (табл. 2.1). Каждая из этих серий позволяет создать практически все реализуемые сейчас в микроэлектронном исполнении узлы таких устройств, как радиоприемники, телевизоры и подобные им по сложности.
Функционально неполные серии состоят из небольшого числа специализированных или универсальных микросхем. Они предназначены в основном для создания отдельных узлов аналоговой аппаратуры.
Особого внимания специалистов и радиолюбителей заслуживают серии, объединяющие наиболее универсальные по своим функциональным возможностям микросхемы - операционные усилители (§ 2.8). Каждый операционный усилитель может служить основой для большого числа узлов, относящихся к различным функциональным подгруппам и видам.
Таблица 2.1
Таблица 2.2 и Таблица 2.3
Таблица 2.4
Для характеристики микросхем различных серий и для сравнительной оценки микросхем, относящихся к одному виду, в основном используют совокупности функциональных параметров. Однако в инженерной и радиолюбительской практике важную роль играют и такие факторы, как напряжение питания, конструктивное оформление, масса, предельно допустимые условия эксплуатации микросхем. Часто именно они имеют решающее значение при выборе элементной базы для конкретной аппаратуры.
Данные по напряжению питания приведены в табл. 2.2, из которой видно, что для питания микросхем используются различные номинальные значения напряжений положительной и отрицательной полярности. При этом допуск в большинстве случаев составляет 4-10%. Исключение составляют микросхемы серий К140, имеющие допуск ±5 %, часть микросхем серии К224 с допусками ±5, ±20 и ±25 % микросхемы серии К245 с допуском ±20 %, а также частично микросхемы серий 219, К224, 235 и К237, нормально работающие при изменении напряжений в более широких пределах.
Различие по величине питающих напряжений во многих практических случаях затрудняет или делает невозможным использование в одном устройстве микросхем различных серий, даже если они отвечают требованиям по основным функциональным параметрам.
Разнообразно конструктивное оформление микросхем различных серий. Они различаются по форме, размерам, материалу корпусов, количеству и типу выводов, массе и т. д. Как видно из табл. 2.3, для рассматриваемых в настоящей главе микросхем используется 25 типоразмеров прямоугольных и круглых корпусов со штырьковыми или пленарными выводами. Часть микросхем (серий К129, К722 и др.) выпускается в бескорпусном оформлении с гибкими проволочными или жесткими выводами. Масса микросхем в корпусах колеблется от долей грамма (корпуса 401.14-2 и 401.14-3) до 17 г (корпус 157.29-1). Масса бескорпусных микросхем не превышает 25 мг.
По предельно допустимым условиям эксплуатации микросхемы разных серий существенно различаются.
Различие по температурному диапазону применения аналоговых микросхем показано в табл. 2.4. Очевидно, что микросхемы, характеризуемые нижним пределом температурного диапазона - 10 или - 30 °С, не могут быть рекомендованы для применения в переносной аппаратуре, предназначенной для работы в зимних условиях. Иногда серьезные ограничения накладывает верхняя граница +50 или +55 °С.
По устойчивости к механическим нагрузкам микросхемы различных серий близки друг к другу. Большинство микросхем выдерживает вибрационную нагрузку в диапазоне от 1 - 5 до 600 Гц с ускорением 10 g. (Для микросхем серий К122, К123 ускорение не должно превышать 5 g, а для микросхем серий КП9 и К167 - 7,5 g.) Исключение составляют микросхемы серии К245 и часть микросхем серии К224, диапазон вибрационных нагрузок для которых 1 - 80 Гц с ускорением 5 g.
Объем настоящей книги не позволяет детально рассмотреть все выпускаемые отечественной промышленностью микросхемы. Поэтому далее дана лишь краткая характеристика приведенных в табл. 2.1 серий и входящих в них микросхем с указанием основных параметров, проведено сравнение микросхем по видам и более подробно проанализированы схемотехнические и функциональные особенности микросхем серий К122, К140, К224, 235, К521, которые, по мнению авторов, могут представлять наибольший интерес для широкого круга читателей. Для ряда микросхем приведены примеры типовых функциональных узлов.
Необходимую информацию о микросхемах других серий можно найти в каталогах, справочниках, книгах и периодической литературе, в первую очередь в журналах «Радио» и «Электронная промышленность». Пользуясь этими изданиями, следует помнить о том, что в них часто отождествляются параметры собственно интегральных микросхем и параметры функциональных узлов, иногда представляющих лишь один из многих вариантов применения конкретной микросхемы. При использовании ее с другими внешними элементами и при иных вариантах коммутации выводов параметры узлов могут существенно отличаться от приводимых в литературе данных. Кроме того, следует заметить, что в различных источниках наблюдаются расхождения в описании отдельных микросхем при количественной оценке их параметров. Это связано с расширением номенклатуры отдельных серий и с модернизацией некоторых микросхем.
Серии микросхем для аппаратуры радиосвязи и радиовещания
Основная статья Серии микросхем для аппаратуры радиосвязи и радиовещанияСерии микросхем для телевизионной аппаратуры
Основная статья Серии микросхем для телевизионной аппаратурыСерии микросхем для магнитофонов и электрофонов
Основная статья Серии микросхем для магнитофонов и электрофоновСерии микросхем для линейных и импульсных устройств
Основная статья Серии микросхем для линейных и импульсных устройствМикросхемы для усилительных трактов аппаратуры радиосвязи и радиовещания
Основная статья Микросхемы для усилительных трактов аппаратуры радиосвязи и радиовещанияМикросхемы вторичных источников питания
Несомненный интерес для радиолюбителей и специалистов представляют микросхемы серий К181, К142, К278, К286, К299. Они предназначены для использования во вторичных источниках питания для стабилизации напряжения. Такие устройства позволяют, в частности, по-новому осуществить электропитание сложных устройств с нестабилизированными источниками постоянного тока за счет применения индивидуальных стабилизаторов для отдельных блоков и каскадов.
Рис. 2.28. Микросхема К181ЕН1
Микросхема К181ЕН1 (рис. 2.28) серии К181 выполнена по схеме с последовательным включением регулирующего элемента. Основные каскады стабилизатора - составной регулирующий транзистор (Тв, Т7), симметричный дифференциальный усилитель (TS) Тд) и источник опорного напряжения, включающий в себя стабилитрон Дз и эмиттерный повторитель на транзисторе Ts.
Микросхема К181ЕН1 работает при нестабильном входном напряжении 9 - 20 В, обеспечивая стабилизированное выходное напряжение 3 - 15 В. Максимальный ток нагрузки не должен превышать 150 мА. Коэффициент нестабильности по напряжению 7-103.
Серия К142 состоит из семи микросхем, пять из которых представляют собой различные сочетания четырех диодов.
Рис. 2.29. Стабилизатор напряжения на микросхеме К142ЕН1
Рис. 2.30. Микросхема К299ЕВ1
Микросхемы К142ЕН1 и К142ЕН2 - регулируемые стабилизаторы напряжения. Каждую микросхему выпускают в четырех модификациях. Среди них стабилизаторы с коэффициентом нестабильности по напряжению 0,1; 0,3 или 0,5 %, с коэффициентом нестабильности по току 0,2; 0,5; 1 и 2 %. Нижний предел диапазона регулировки напряжения 3 или 12 В, а верхний 12 или 30 В. Пример построения стабилизатора напряжения на микросхеме К142ЕН1 приведен на рис. 2.29.
Микросхемы серии К278 обеспечивают при выходном напряжении 12 В и выходном токе 2,5 А коэффициент пульсации менее 0,012.
Серия К299 предназначена для создания выпрямителей с умножением напряжения. Выходное напряжение 2000 - 2400 В. Выходной ток 200 мкА. На рис. 2.30 приведена схема выпрямительной микросхемы К299ЕВ1.
Операционные усилители
Основная статья Операционные усилителиМикросхемы компараторов
В практике радиолюбителей часто возникает необходимость в сравнении величин аналоговых сигналов с выдачей результата сравнения в виде двухуровневого логического сигнала. Решить эту задачу можно с помощью специальных микросхем - компараторов. В общем случае это специализированные ОУ с дифференциальным входным каскадом, работающим в линейном режиме, и одиночным или парафазным выходным каскадом, работающим в режиме ограничения.
Рис. 2.33. Микросхема К521СА2 (а) и прецизионный компаратор на. микросхеме К521СА1 (б)
Компаратор выполнен по сравнительно простой схеме без входов стробирования.
На входе применен дифференциальный каскад на транзисторах T6 и T7 с генератором стабильного тока на транзисторе Т9. Термостабилизация режима транзистора T9 обеспечивается транзистором Т10 в диодном включении.
Второй каскад тоже выполнен по дифференциальной схеме на транзисторах Т4 и 7Y Благодаря балансной схеме подачи смещения поддерживается постоянным напряжение на базе транзистора Т3 при изменении положительного напряжения питания. Стабилитрон Д2 в змиттерных цепях транзисторов Г4 и Т5 фиксирует потенциалы их баз на уровне 7В. Это значение определяет допустимый входной сигнал. Для повышения нагрузочной способности выхода по току применен эмиттерный повторитель на транзисторе 72.
Стабилитрон Д1 в эмиттерной цепи этого транзистора предназначен для сдвига уровня выходного сигнала с целью обеспечения совместительности компаратора по выходу с входами цифровых ТТЛ микросхем. Транзистор Т8 обеспечивает путь для входного вытекающего тока подключенной к компаратору ТТЛ микросхемы при логическом 0. Транзистор Т1 в диодном включении замыкает дифференциальный выход второго каскада, если размах выходного напряжения в положительной области превышает 4 В. Это способствует повышению быстродействия компаратора.
Более совершенной является двухканальная схема построения компараторов, реализованная, в частности, в микросхеме К521СА1. На рис. 2.33,6 приведен пример использования этой микросхемы в качестве компаратора напряжения.
Электронные схемы могут выполнять непосредственно функциональные преобразования сигнала - усиление, сложение, умножение, деление, возведение в квадрат, суммирование, интегрирование, дифференцирование и другие. Каждый элемент предназначен для осуществления одной из частных операций, присущих данному узлу.
К числу наиболее часто применяемых функциональных элементов следует в первую очередь отнести схемы усилителей, содержащих ОУ.
Инвертирующий усилитель. Схема включения инвертирующего ОУ представлена на рис.7.5а. Входной сигнал U вх подается на инвертирующий вход ОУ, при этом с выхода ОУ на инвертирующий вход организована отрицательная обратная связь R 2 . Выходной сигнал U вых связан с входным сигналом U вх соотношением:
U вых /R 2 =-U вх /R 1 ,
а коэффициент усиления по напряжению равен:
К=-U вых / U вх =-R 2 /R 1 .
Не инвертирующий усилитель показан на рис.10.5б. Входной сигнал U вх подается на не инвертирующий вход, а инвертирующий соединен с общим проводом через сопротивление R 3 . Отрицательная обратная связь через сопротивление R 2 обеспечивает стабильную работу усилителя. Выходное напряжение определяется в соответствии с выражением:
U вых = U вх R 4 (1 + R 2 / R 1)/(R 3 + R 4).
Рисунок 7.5 – Функциональные элементы автоматики на операционном
усилителе.
На рис.7.5в. представлена схема дифференциального включения операционного усилителя, выходное напряжение которого пропорционально разности входных сигналов, поданных на инвертирующий и на не инвертирующий входы:
U вых = U 2 R 4 (1 + R 2 / R 1)/(R 3 + R 4) - U 1 (R 2 / R 1).
Схема дифференциального включения операционного усилителя имеет большие функциональные возможности по сравнению с другими, рассмотренными выше.
На рис.7.6. показан масштабирующий усилитель, который может применяться в качестве входного звена для ступенчатого регулирования, например, в регуляторе (путем ступенчатого регулирования коэффициента усиления).
Широко применяется суммирующий усилитель. Он может использоваться в качестве элемента-формирователя, реализующего геометрическое суммирование нескольких переменных напряжений.
Наиболее часто при реализации суммирующего усилителя используется инвертирующее включение ОУ, когда несколько входных напряжений U 1 , U 2 , U 3 , каждое через индивидуальный входной резистор R 1 , R 2 , R 3 , подаются на инвертирующий вход (рис.7.7).
Рисунок 7.6 – Масштабирующий усилитель.
В ОУ через резистор обратной связи протекает суммарный ток входов и с учетом нулевого напряжения на инвертирующем входе выходное напряжение равно
U вых = R 4 (U 1 + U 2 + U 3)/(R 1 +R 2 +R 3).
Рисунок 7.7 – Суммирующий усилитель.
Рисунок 7.8 – Интегрирующий элемент.
Интегрирующий элемент используется для интегрирования сигналов во времени в схемах вычислений, а также в качестве фильтров сигналов (рис.7.8). Его основной характеристикой является постоянная времени интегрирования t=R 1 C 1. Интегрирование входного сигнала во времени осуществляется на емкости C 1 , включенную в обратную связь ОУ.
Часто используется дифференцирующий элемент – для получения производной от входного сигнала (рис.7.9). На выходе этого элемента сигнал соответствует первой производной входного сигнала.
Рисунок 7.9 – Дифференцирующий элемент.
Компараторы. Компараторы – это устройства сравнения, сопоставления сигналов для определенного момента времени (рис.7.10). При каждом равенстве нулю разности двух входных сигналов выходное напряжение изменяется от нижнего (логический 0) до верхнего (логическая 1) предельного значения. Компараторы могут быть аналоговые и цифровые.
В аналоговых компараторах на входе сравниваются два аналоговых сигнала, а на выходе - логический сигнал.
В цифровых компараторах и на входе и на выходе присутствуют сигналы в цифровом виде.
Рисунок 7.10 – Аналоговый компаратор.
В аналоговом компараторе (рис.7.10а) операционный усилитель работает без обратной связи, поэтому имеет очень большой коэффициент усиления. На инвертирующий вход подается опорное напряжение U оп, величина которого может изменяться (рис.7.10б). На не инвертирующий вход подается анализируемый сигнал U x . Любое изменение разности входных напряжений вызывает скачок выходного напряжения U вых. Если U x >= U о , то на выходе ОУ 1 появляется логическая 1, если U x , то – логический 0.
Если U оп = 0, то такой компаратор называется нуль-органом.
Компараторы находят широкое применение в сравнивающих устройствах систем управления, цифровой технике - аналого-цифровых и цифро-аналоговых преобразователях.
Цифро-аналоговый преобразователь (ЦАП) . Цифро – аналоговые преобразователи имеют многочисленные применения для непосредственного преобразования цифровых сигналов в аналоговые и для образования обратных связей по напряжению в составе аналого-цифровых преобразователей.
ЦАП представляет собой резистивный делитель напряжения, управляемый цифровым кодом q 1 ….q n - набором логических нулей и единиц, который характеризует входную информацию. Наиболее часто применяется резистивная матрица R-2R (рис.7.11). Матрица обслуживается двунаправленными ключами Кл, число которых равно числу значащих двоичных разрядов. При наличии на всех входах q логических нулей ключи КЛ подсоединены к нулевой шине и на выходе усилителя ОУ 1 имеется нулевой потенциал.
Рисунок 7.11 – Схема ЦАП с матрицей R-2R
При приходе на первый разряд q 1 логической единицы ключ КЛ1 подключает к ОУ 1 через резистор 2R и цепочку резисторов R опорное напряжение U оп . В результате чего на выходе ОУ 1 возникает ступенька напряжения Δu вых . При приходе на вход ЦАП логической единицы более старшего разряда (большего числа), например на q 2 , на вход ОУ 1 подключается еще одна резистивная ветвь с опорным напряжением и на выход ОУ 1 добавится еще одна ступенька напряжения. Выходное напряжение нарастает ступеньками с квантом (шагом):
,
где n - число разрядов.
Разрешающая способность ЦАП определяется числом разрядов и точностью изготовления резисторов матрицы.
Аналого-цифровой преобразователь (АЦП ). АЦП применяются для преобразования аналоговых сигналов датчиков и источников сигналов в цифровую форму для последующей обработки в компьютере или микропроцессоре. Известно несколько принципов построения аналого-цифровых преобразователей- развёртывания во времени, поразрядного кодирования, следящего уравновешивания, считывания.
Схема АЦП считывания приведена на рис.7.12а. Строится АЦП на основе точного резистивного делителя напряжения R 1 …R N , выполненного из одинаковых по номиналу резисторов и компараторов K 1 …K N , где N-число уровней квантования входного сигнала U вх .
На выходах компараторов имеет место позиционный код 0 или 1, когда количество сработавших компараторов (код 1), начиная с первого, соответствует уровню измеряемой величины. Быстродействие компаратора определяется временем задержки компараторов. Для случая, изображенного на рис.7.12б, входной сигнал U вх относится ко второму уровню - сработали два первых компаратора K 1 и K 2 . Цифровой код на выходе АЦП будет 1 1 0 0. АЦП считывания может иметь неограниченное количество разрядов.
Для обработки реального сигнала используют совокупность приведенных и других элементов, схемы которых определяются конкретными задачами обработки сигналов.
Рисунок 7.12 – АЦП считывания.
Для построения электронных схем, встраиваемых в системы автоматики, требуются различные функциональные преобразователи, а также устройства, реализующие типовые нелинейности.
Функциональные преобразователи могут выполняться для реализации одной или нескольких зависимостей.
В первом случае, например, для воспроизведения только одной зависимости: экспоненты, степенной функции, тригонометрической и т.д., преобразователи называют специализированными.
Во втором случае, если преобразователи могут быть перестроены посредством изменения их параметров на воспроизведение многих зависимостей, они называются универсальными.
Преобразователи, основанные на естественных нелинейностях, используют нелинейные участки вольтамперных характеристик различных полупроводниковых приборов. Например, вольтамперные характеристики p -n переходов, зависимость фототока от освещённости, зависимость сопротивления терморезисторов от температуры, зависимость собственной частоты колебаний различных упругих резонаторов от прилагаемых к ним усилий и т.д. Логарифмические и экспоненциальные усилители с использованием нелинейностей p -n переходов хорошо разработаны и нашли широкое применение в измерительной технике.
На рис. 7.13 приведена схема устройства для возведения аналогового сигнала U вх в квадрат, основанная на использовании нелинейности фоторезисторного оптрона. Фоторезисторный оптрон представляет собой пару светодиод-фоторезистор D 1 – R 2 , выполненных интегрально. Величина сопротивления для фоторезистора оптрона обратно пропорциональна напряжению, приложенному к светодиоду. Коэффициент пропорциональности K оптрона зависит от его конструктивных особенностей и в некоторых пределах может подстраиваться резистором R 1 .
Операционный усилитель ОУ преобразует U вх в ток питания светодиода D 1 , который освещает фоторезистор R 2 , изменяя тем самым его сопротивление. Величина переходного напряжения пропорционально квадрата входного U вых ≡ U 2 вх.
К аналоговым ИС относят все виды интегральных схем, работа которых связана с обработкой непрерывных во времени сигналов. Такими ИС являются усилители электрических сигналов, фильтры, перемножители сигналов и др. Широкое распространение получили операционные усилители (ОУ). Их используют в различных функциональных устройствах, поскольку на основе ОУ удается реализовать широкий спектр линейных и нелинейных операторов преобразования входных сигналов в выходные сигналы (см. п. 1.6.1, п. 1.6.2).
Операционный усилитель – это аналоговая интегральная схема, которая имеет, как минимум, пять выводов (рис. 4.20).
Два вывода ОУ используются в качестве входных, один выход является выходным, два оставшихся вывода используются для подключения источника питания ОУ. В зависимости от фазовых соотношений входного и выходного сигналов один из входных выходов (вход 1) называется неинвертирующим, другой (вход 2) – инвертирующим. Выходное напряжение U вых связано с входными напряжениями U вх1 и U вх2 соотношением
U вых =К U 0 (U вх1 –U вх2 ),
где К U 0 – собственный коэффициент усиления ОУ по напряжению (ограничивается значениями 10 5 … 10 6).
Из приведенного выражения следует, что ОУ воспринимает только разность входных напряжений, называемую дифференциальным входным сигналом, и нечувствителен к любой составляющей входного напряжения, воздействующей одновременно на оба входа ОУ.
В качестве источника питания ОУ используют двухполярный источник напряжения (+Е П, –Е П). Средний вывод этого источника, как правило, является общей шиной для входных и выходных сигналов и в большинстве случаев не подключается к ОУ. Напряжение питания реальных ОУ находится в диапазоне В. Применение источника питания со средней точкой обеспечивает возможность изменения не только уровня, но и полярности как входного, так и выходного напряжений ОУ.
На рис. 4.21 приведены схемы функциональных преобразователей входного сигнала (напряжения) u вх в выходной сигнал u вых на основе нереверсивного (а) и реверсивного (б) ОУ.
| а) |
| б) |
Для создания сопротивлений Z 1 и Z ОС применяются резисторы (R 1 , R ОС ) и конденсаторы (C 1 , C ОС ), а также полупроводниковые приборы: выпрямительные диоды, стабилитроны, транзисторы и др. В табл. 4.5 приведены зависимости выходного напряжения u вых от входного напряжения u вх функциональных преобразователей (регуляторов) с инвертирующим ОУ (рис. 4.21б) при различных реализациях Z 1 и Z ОС .
Реализация некоторых функциональных преобразователей
на инвертирующем ОУ
Таблица 4.5
| k=R ОС /R 1 , Т И =R 1 C ОС К=R ОС /R 1 , Т Д =R ОС С 1 , Т И = R 1 C ОС |
| Т И = R 1 C ОС |
| К=R ОС /R 1 Т Д =R ОС С 1 |
| C ОС R ОС |
| C ОС |
| R ОС |
| Z ОС Z 1 R 1 C 1 R 1 |
Поэтому обычно приходится идти на компромисс и питать ОУ пониженным (для него) напряжением. Большинство современных ОУ работоспособно при напряжении питания более 3 В (±1,5 В), и только серия К574 - при напряжении питания более 5 В. Также, специально для применения в низковольтной (5 В) цифровой технике, выпускаются ОУ и серий LM2901…LM2904: их параметры идеальны при напряжении питания 5 В, а работоспособность сохраняется в «стандартном» диапазоне 3…30 В. Необходимую для работы ОУ и компаратора «половину напряжения питания» можно «сделать» с помощью делителя напряжения на .
Еще одна проблема - согласование по уровням. Подавать на вход аналоговых микросхем цифровой сигнал нельзя, особенно сигнал с выхода -микросхем (у них амплитуда выходного напряжения равна напряжению питания). Подробнее об этом говорилось выше, а уменьшить амплитуду сигнала с выхода цифровой можно с помощью делителя напряжения.
Сигнал на выходе аналоговой , работающей в цифровом режиме, практически всегда имеет достаточную амплитуду для нормальной работы цифровой , но попадаются в этом плане и «уроды». У некоторых аналоговых микросхем уровню лог. «0» соответствует напряжение на выходе, равное +2,1…2,5 В относительно общего провода (с которым соединен отрицательный вход питания ), а у ТТЛ-схем и некоторых напряжение переключения равно 1,4…3,0 В. То есть с помощью такой аналоговой установить уровень лог. «0» на входе упомянутой выше цифровой невозможно. А вот с установкой уровня лог. «1» на входе цифровой проблем не возникает практически никогда. Поэтому выходов два: или подать на вход «-U» только аналоговой небольшое отрицательное напряжение (-2…-3 В) относительно общего провода (рис. 2.8, о), которое можно сформировать с помощью любого генератора, к выходу которого подключен – (рис. 2.8, б); R нужен для того, чтобы при напряжении на выходе ОУ, меньшем напряжения на общем проводе, не вывести из строя цифровую микросхему (ТТЛ) или не перегрузить защитный (), его может быть от 1 кОм до 100 кОм. Второй выход - поставить между аналоговой и цифровой микросхемой (рис. 2.8, в): при этом на входе цифровой уменьшится и напряжение уровня лог. «1», что несущественно, и напряжение уровня лог. «0», что нам и надо.
Выходы компараторов обычно выполняются по схеме с открытым коллектором (рис. 2.8, г), поэтому при использовании компараторов для управления цифровыми схемами «подтягивающий» обязателен (он включается между выходом компаратора и шиной «+U»). В ТТЛ-схемах эти установлены внутри на каждом входе, в -схемах их нужно устанавливать «снаружи». «Внутри» компараторов «подтягивающих» резисторов никогда не бывает.
Падение напряжения на переходах выходного транзистора компаратора (рис. 2.8, г) не превышает 0,8…1,0 В, поэтому проблем с управлением цифровыми схемами никогда не возникает. Так как выход компаратора выполнен по схеме с открытым коллектором, то напряжение питания компаратора («+U») может быть больше или меньше напряжения питания цифровой - при этом никаких изменений в схему вносить не нужно. «Подтягивающий» в таком случае нужно включать между выходом компаратора и шиной «+U» цифровой части .
Допустим, что нам нужно создать , которое будет контролировать величину собственного напряжения питания и, как только оно станет больше или меньше нормы, включит .
Для начала попробуем создать такое на основе цифровых микросхем. Как известно, напряжение переключения цифровой весьма слабо от ее напряжения питания, поэтому для контроля напряжения питания вход логического элемента через можно непосредственно соединить с шинами питания (рис. 2.10, а). В этой схеме нижний реагирует на понижение напряжения питания (тогда на его выходе устанавливается «единица»), а верхний - на повышение - ив таком случае на выходе элемента DD1.2 устанавливается уровень лог. «1». Сигналы с выходов обоих каналов суммируются диодной схемой «2ИЛИ», и при «единице» на одном из выходов на выходе DD1.4 устанавливается уровень лог. «0», разрешающий работу генератора.
Эту схему можно упростить, если использовать многовходовые (рис. 2.10, б). В этих схемах DD1.2 (рис. 2.10, а)
Рис. 2.10. Устройства контроля напряжения: а - на инверторах; б - усовершенствованные на логических элементах; в - на аналоговых микросхемах используется одни из «входных» элементов - благодаря этому отпала надобность в сумматоре. Надеюсь, вы сами разберетесь, как работают эти .
Собрав одну из этих схем, вы заметите, что, пока напряжение питания находится в пределах нормы, потребляемый схемой ток не превышает нескольких микроампер, но при приближении к границе нормы он резко увеличивается в тысячи раз. Возникли сквозные токи. При дальнейшем изменении напряжения питания включится (если напряжение питания пульсирующее, то он вначале будет «тарахтеть» в такт с пульсациями) и через некоторое время, при еще большем изменении напряжения питания, потребляемый схемой ток начнет уменьшаться.
Если вам такие «фокусы» не нужны, поставьте в схему или ОУ. Если запускается уровнем лог. «О» - удобнее : их выходы можно соединить вместе (с ОУ так поступать нельзя!) и «обойтись» общим «подтягивающим» резистором. А вот если запускается «единицей» - удобнее ОУ: сэкономите 2 резистора, через которые в «ждущем» режиме (пока напряжение в пределах нормы) протекает ток.
В отличие от рассмотренных выше, в такой схеме понадобится источник образцового напряжения. Проще всего собрать его на резисторе и стабилитроне или на генераторе тока и резисторе (или, что лучше, стабилитроне). Вариант на резисторе со стабилитроном самый дешевый, но большинство стабилитронов начинают нормально работать только при протекающем через них токе в несколько миллиампер, а это сказывается на энергопотреблении всей . Впрочем, современные малогабаритные отечественные начинают стабилизировать напряжение при токе от 10 мкА. У на основе генераторов тока () минимальный ток стабилизации может быть любой.
Для того чтобы меньше нагружать , его выход непосредственно соединим со входами компараторов ( современных ОУ и компараторов ничтожно мал и не превышает 0,1 мкА), а подстроечные «регулирующие» включим так же, как и у рассмотренных выше схем. Получилось то, что изображено на рис. 2.10, в; к выходам этих схем можно подключить любой. Если использовать в схеме счетверенные ОУ (), можно собрать на «свободных» элементах.
А теперь, чтобы решить, какая из схем (цифровая или аналого-цифровая) лучше, сравним их характеристики:
Как видно, преимущества и недостатки есть у обеих схем, причем преимущества одной покрывают недостатки другой и наоборот. Поэтому не нужно изо всех сил стремиться собрать свое по «правильной» схеме, в которой с цифровым сигналом работает цифровая , а с аналоговым - аналоговая; иногда нестандартное включение элементов, как на рис. 2.10, а и 2.10,6, позволяет сэкономить и на деталях, и на электричестве. Но с нестандартным включением нужно быть крайне осторожным: большинство элементов в таком режиме неустойчиво, и под влиянием малейших воздействий они могут «забастовать», а то и вообще выйти из строя. Предсказать развитие событий при нестандартном включении элементов очень сложно даже для опытных радиолюбителей-практиков, поэтому определить работоспособность (или неработоспособность) той либо иной «нестандартной» можно только на макете. При этом вы заодно узнаете потребляемый схемой ток и некоторые другие, интересующие вас, характеристики, а также сможете подкорректировать номиналы отдельных элементов.
Особое место в истории электроники занимает так называемый «таймер 555», или попросту «555» (предприятие, разработавшее эту микросхему, назвало его «ΝΕ555», отсюда и пошло название). эта представляет собой простую, как и все гениальное, комбинацию аналоговых и цифровых устройств, и благодаря этому ее универсальность потрясающа. В свое время (начало 90-х годов) во многих радиолюбительских изданиях действовала рубрика типа «придумай новое применение таймера 555» - тогда только стандартных схем включения этой было предложено больше, чем страниц в этой книге.
А он (принцип действия) весьма прост: под воздействием внешнего аналогового (не цифрового!) модулирующего сигнала изменяется частота, скважность, или длительность выходного сигнала.
Бывают двух видов: линейные и импульсные. Линейные (амплитудные, частотные, фазовые и т. д.) используются только в радиовещании, поэтому рассматриваться здесь не будут. бывают широтно-импульсные (ШИМ) и фазо-импульсные (ФИМ). Друг от друга они практически ничем не отличаются, поэтому их нередко путают Делать этого нельзя - ведь если придумали для них два разных названия, значит, это кому-то было нужно. Отличаются они тем, что у ФИМ частота выходного сигнала неизменна (т. е. если длительность импульса в X раз увеличилась, то длительность паузы в X раз уменьшится), а у ШИМ - изменяется (длительность одного из полупериодов - импульса или паузы - всегда одинакова, а у другого - изменяется в такт модулирующему напряжению).
Рассматривать работу модуляторов будем по диаграммам, расположенным рядом с рисунками. Модулирующий сигнал для таймера 555 очень удобно подавать на его вход REF (этот вход у таймера 555 предназначен именно для этого; полагать «модулирующий» сигнал на вход REF других микросхем нельзя!), что обычно и делают.
Начнем с ФИМ. этот практически ничем не отличается от обычного генератора, и частота выходных импульсов ФИМ рассчитывается по формуле для генератора. Но давайте посмотрим, что будет, если на вход REF «генератора» подать внешнее напряжение.
Как видно из диаграмм, под воздействием модулирующего напряжения изменяется , или, если кто забыл суть этого термина, отношение периода импульса (лог. «1» + лог. «О») к длительности импульса (лог. «1»). А происходит это вот почему.
Когда на вход REF не подается внешнее напряжение, напряжение на нем равно 2/3 напряжения питания и равна 2, т. е. длительность импульса равна длительности паузы. В этом нетрудно убедиться с помощью теоретических расчетов: уровень лог. «О» на выходе генератора установится только после того, как напряжение на его входах R и S станет равным 1/3 U cc относительно шины «U cc », а уровень лог. «1» - после того, как напряжение на входах станет равным 2/4 U cc относительно общего провода. В обоих случаях падение напряжения на частотозадающем резисторе R1 одинаково, поэтому и длительности импульса и паузы одинаковы.
Предположим, что под воздействием внешнего сигнала напряжение на входе REF уменьшилось. Тогда уменьшится и напряжение переключения обоих компараторов таймера - допустим, до 1/4 и 2/4 соответственно. Тогда уровень лог. «1» сменится на лог. «О» на выходе таймера после того, как напряжение на частотозадающем конденсаторе увеличится от 1/4 U cc до 2/4 U cc , а уровень лог. «О» сменится уровнем лог. «1» после того, как оно уменьшится от 2/4 U cc до 1/4 U cc . Нетрудно заметить, что в первом случае падение напряжения на частотозадающем резисторе больше (при U cc = 10 В оно изменяется от 7,5 В до 5,0 В), чем во втором (2,5 В -» 5,0 В), и, если вспомнить закон Ома, протекающий через ток в первом случае будет в 2 раза больше, чем во втором, т. е. при уровне лог. «1» на выходе таймера будет заряжаться в 2 раза быстрее, чем разряжаться - при уровне лог. «0». То есть длительность импульса в 2 раза меньше длительности паузы и при дальнейшем уменьшении напряжения REF уменьшится еще сильнее.
Логично заметить, что при увеличении напряжения на входе REF начнет увеличиваться, и как только оно превысит 2/3 U cc , длительность импульса станет больше длительности паузы.
На основе такого модулятора очень удобно собирать разнообразные импульсные . Простейшая С4 быстро заряжается. Как только напряжение на нем станет приближаться к значению, выставленному резистором R7, VT3 начнет приоткрываться, напряжение на входе REF DA1 начнет уменьшаться и длительность импульсов на выходе генератора будет уменьшаться. С каждым тактом колебаний генератора в С4, через VT1 и VT2, будет «закачиваться» все меньше энергии, пока, наконец, не наступит динамическое равновесие: С4 получает ровно столько же энергии, сколько отдает в нагрузку - при этом напряжение на нем остается неизменным. Если ток нагрузки внезапно увеличится, напряжение на конденсаторе немножко уменьшится («нагрузка «садит» источник питания»), VT3 немножко закроется и длительность импульсов лог. «1» на выходе генератора будет увеличиваться, пока снова не наступит динамическое равновесие. При уменьшении тока нагрузки длительность импульсов, наоборот, будет уменьшаться.
Динамическое равновесие не нужно путать с истинным равновесием. Последнее наступает тогда, когда, например, на две чашки весов кладут гири одинаковой массы; такое равновесие весьма неустойчиво, и его очень легко нарушить, незначительно изменив массу любой гири. Аналогия истинного равновесия из мира электроники - это когда для уменьшения напряжения, для питания какой-нибудь низковольтной от высоковольтного для нее источника питания используют . Пока потребляемый схемой ток неизменен, неизменно и напряжение на ней. Но как только потребляемый ток увеличится, напряжение на схеме уменьшится - равновесие нарушилось.
Поэтому во всех современных схемах источников питания (и не только их) реализуется принцип динамического равновесия: часть (она называется «цепь ООС» - этот термин вам уже знаком) следит за сигналом на выходе устройства, сравнивает его с эталонным сигналом (в схеме на рис. 2.14 «эталонное напряжение» - напряжение отпирания транзистора VT3; оно не очень стабильно, но нам большая точность и не нужна; для увеличения точности поддержания выходного напряжения неизменным можно заменить инвертором (k ycU и 20…50) на ОУ) и, если два сигнала не равны друг другу, изменяет напряжение на выходе устройства в соответствующую сторону до тех пор, пока они не совпадут.
Так как в этой схеме в цепь ООС можно поставить только каскад (только такой , да еще дороговатый ОУ, может усилить сигнал по напряжению; a k ycU в этой схеме, для увеличения стабильности выходного напряжения, должен быть значительный), то при увеличении напряжения на движке резистора R7 напряжение на входе REF будет уменьшаться, причем независимо от структуры ( нормально работать не будет.
Поэтому мне пришлось немножко схитрить: поставить на выходе DA1 промежуточный каскад на транзисторе (VT1) и сигнал для управления силовым транзистором структуры p-n-p (VT2) снимать с этого транзистора. Правда, при этом возникла новая проблема: заряжаются емкости база-эмиттер транзисторов «со свистом», а вот разряжаются очень медленно. Из-за этого открывается резко (что и надо), а закрывается весьма плавно, при этом падение напряжения на его выводах коллектор-эмиттер тоже плавно увеличивается и выделяющаяся на нем в виде тепла мощность резко возрастает. Поэтому для ускорения процесса запирания транзисторов пришлось поставить низкоомные R4 и R6. Из-за них экономичность усилителя при большом выходном токе больше, чем без них (уменьшаются потери энергии на нагрев радиатора транзистора VT2), а при малом (менее 200 мА) - меньше: только через несколько сложней: для этого нужен дополнительный запускающих импульсов. В этом и заключается принципиальное отличие ФИМ от ШИМ.
Как работает , хорошо видно из диаграмм. Длительность запускающих импульсов у такой (как на рис. 2.12) модулятора должна быть как можно меньше, по крайней мере, к тому времени, как С1 зарядится до напряжения переключения по входу R, на входе S уже должен быть установлен уровень лог. «1», который должен продержаться на нем некоторое время (примерно 1/100 от длительности импульса) для того, чтобы С1 успел разрядиться. В противном случае возможно возникновение самовозбуждения на близкой к максимальной рабочей частоте для используемой в схеме .
Огород на подоконнике
